常用逆變電源電路圖

雙端工作的方波逆變變壓器的鐵心面積乘積公式為

AeAc=Po(1＋η)/(ηDKjfKeKcBm)　 （1）

式中：Ae(m2)為鐵心橫截面積；

Ac(m2)為鐵心的窗口面積；

Po為變壓器的輸出功率；

η為轉換效率；

δ為占空比；

K是波形系數；

j(A/m2)為導線的平均電流密度；

f為逆變頻率；

Ke為鐵心截面的有效系數；

Kc為鐵心的窗口利用系數；

Bm為最大磁通量。

圖3

　　變壓器原邊的開關管S1和S2各采用IRF32055只并聯，之所以并聯，主要是因為在逆變電源接入負載時，變壓器原邊的電流相對較大，并聯可以分流，可有效地減少開關管的功耗，不至于造成損壞。

PWM控制電路芯片SG3524，是一種電壓型開關電源集成控制器,具有輸出限流,開關頻率可調,誤差放大,脈寬調制比較器和關斷電路,其產生PWM方波所需的外圍線路很簡單。當腳11與腳14并聯使用時,輸出脈沖的占空比為0～95％,脈沖頻率等于振蕩器頻率的1/2。當腳10（關斷端）加高電平時,可實現對輸出脈沖的封鎖,與外電路適當連接,則可以實現欠壓、過流保護功能。利用 SG3524內部自帶的運算放大器調節(jié)其輸出的驅動波形的占空比D，使D>50％，然后經過CD4011反向后，得到對管的驅動波形的D< 50％，這樣可以保證兩組開關管驅動時，有共同的死區(qū)時間。

3 DC/AC變換

如圖3所示，DC/AC變換采用單相輸出，全橋逆變形式，為減小逆變電源的體積，降低成本，輸出使用工頻LC濾波。由4個IRF740構成橋式逆變電路，IRF740最高耐壓400V，電流10A，功耗125W，利用半橋驅動器IR2110 提供驅動信號，其輸入波形由SG3524提供，同理可調節(jié)該SG3524的輸出驅動波形的D<50％，保證逆變的驅動方波有共同的死區(qū)時間。

圖4

　　IR2110是IR公司生產的大功率MOSFET和IGBT專用驅動集成電路，可以實現對MOSFET和IGBT的最優(yōu)驅動，同時還具有快速完整的保護功能，因而它可以提高控制系統的可靠性，減少電路的復雜程度。

IR2110的內部結構和工作原理框圖如圖4所示。圖中HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅動脈沖信號輸入端。SD為保護信號輸入端，當該腳接高電平時，IR2110的輸出信號全被封鎖，其對應的輸出端恒為低電平；而當該腳接低電平時，IR2110的輸出信號跟隨HIN和LIN而變化，在實際電路里，該端接用戶的保護電路的輸出。HO和LO是兩路驅動信號輸出端，驅動同一橋臂的MOSFET。

IR2110的自舉電容選擇不好，容易造成芯片損壞或不能正常工作。VB和VS之間的電容為自舉電容。自舉電容電壓達到8.3V以上，才能夠正常工作，要么采用小容量電容，以提高充電電壓，要么直接在VB和VS之間提供10～20V的隔離電源，本電路采用了1μF的自舉電容。

　　為了減少輸出諧波，逆變器DC/AC部分一般都采用雙極性調制，即逆變橋的對管是高頻互補通和關斷的。

4 保護電路設計及調試過程中的一些問題

保護電路分為欠壓保護和過流保護。

欠壓保護電路如圖5所示，它監(jiān)測蓄電池的電壓狀況，如果蓄電池電壓低于預設的10.8V，保護電路開始工作，使控制器SG3524的腳10關斷端輸出高電平，停止驅動信號輸出。

圖5中運算放大器的正向輸入端的電壓由R1和R3分壓得到，而反向輸入端的電壓由穩(wěn)壓管箝位在＋7.5V，當蓄電池的電壓下降超過預定值后，運算放大器開始工作，輸出跳轉為負，LED燈亮，同時三級管V截止，向SG3524的SD端輸出高電平，封鎖IR2110的輸出驅動信號。

　　過流保護電路如圖6所示，它監(jiān)測輸出電流狀況，預設為1.5A。方波逆變器的輸出電流經過采樣進入運算放大器的反向輸入端，當輸出電流大于1.5A后，運算放大器的輸出端跳轉為負，經過CD4011組成的R S觸發(fā)器后，使三級管V1基級的信號為低電平，三級管截止，向IR2011的SD1端輸出高電平，達到保護的目的。

調試過程遇到的一個較為重要的問題是關于IR2110的自舉電容的選擇。IR2110的上管驅動是采用外部自舉電容上電，這就使得驅動電源的路數大大減少，但同時也對VB和VC之間的自舉電容的選擇也有一定的要求。經過試驗后，最終采用1μF 的電解電容，可以有效地滿足自舉電壓的要求。